Ein Multiband-SSr-Dioden-HF-Gleichrichter mit einem verbesserten Frequenzverhältnis für biomedizinische drahtlose Anwendungen

Wissenschaftliche Berichte Band 13, Artikelnummer: 13246 (2023) Diesen Artikel zitieren

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In diesem Artikel wurde ein implantierbarer Vierband-HF-Gleichrichter mit vereinfachter Schaltungskomplexität beschrieben. Jede HF-Gleichrichterzelle wird nacheinander an die vier Betriebsfrequenzen angepasst, um das vorgeschlagene Design zu erreichen. Der vorgeschlagene HF-Gleichrichter kann HF-Signale im 1,830-GHz-, 2,100-GHz- und White-Space-Wi-Fi-Band zwischen 2,38 und 2,68 GHz sammeln. Bei 2,100 GHz erreichte der vorgeschlagene HF-Harvester einen maximalen HF-zu-DC-Leistungsumwandlungswirkungsgrad (PCE) (Hochfrequenz-Gleichstrom) von 73,00 % und eine Ausgangsgleichspannung (V_{DC}) von 1,61 V für einen HF Leistung von 2 dBm. Die Außenleistung der Rectenna zeigt eine \(V_{DC}\) von 0,440 V und treibt ein stromsparendes bq25504-674-Evaluierungsmodul (EVM) mit 1,362 V an. Die Dimension des HF-Gleichrichters auf der FR-4-Leiterplatte Brett ist 0,27\(\lambda _{g}\) \(\times\) 0,29\(\lambda _{g}\). Der HF-Gleichrichter demonstriert die Fähigkeit, den Frequenzbereich effektiv zu nutzen, indem er einen Mehrbandbetrieb einsetzt und durch eine sequentielle Anpassungstechnik eine gute Impedanzbandbreite aufweist. Durch die effektive Steuerung der Umgebungsleistung der Rectenna bietet das vorgeschlagene Design das Potenzial, eine Reihe biomedizinischer implantierbarer Geräte mit geringem Stromverbrauch mit Strom zu versorgen. (Gebote).

Eingebettete Geräte mit geringem Stromverbrauch werden in einer Vielzahl von Verbraucher- und Industrieanwendungen immer beliebter1,2. Biotelemetrie, Medikamentenanteil und -zuteilung sind einige der Auswirkungen der BID-Technologie auf den Gesundheitsberuf3,4. Jüngste Fortschritte bei Materialien und Herstellung haben neuartige, weichere und anpassungsfähigere Geräte mit Elektroden mit niedrigerer Impedanz hervorgebracht5,6,7. Seit der Einführung der Technologie werden in diesen Implantaten herkömmliche Batterien und physische Verbindungskabel verwendet4,8. Aufgrund ihrer kurzen Lebensdauer müssen die Batterien nach einmaligem Einbau erneuert werden. Allerdings muss sich ein Patient einem unbequemen, teuren und unangenehmen Eingriff unterziehen, um diese Batterien zu wechseln6,7,9. Darüber hinaus sind die Verbindungskabel unsicher und können zu anderen Infektionskrankheiten führen10. Es wurden mehrere Techniken entwickelt, um Energie aus verschiedenen Quellen zu gewinnen, darunter Vibration, Akustik, Schall, Licht, Druck und Wärme, um diese Probleme und Einschränkungen anzugehen11,12,13,14,15. Die Hochfrequenzwellen (RF) können genutzt werden, um elektrische Komponenten zu betreiben und die Batterien des Implantats aufzuladen8. Daher werden elektromagnetische Umgebungsquellen (EM) für die Stromversorgung biomedizinischer Implantate immer beliebter16. Aufgrund der relativ geringen Signalamplitude und der erheblichen Leistung, die zum Antrieb biomedizinischer Implantate erforderlich ist, ist es von entscheidender Bedeutung, diese Quellen zu nutzen17. Ein konfigurierbarer drahtloser Leistungssender (WPT) kann einfach als Signalquelle in Implantaten eingesetzt werden, wenn potenzielle Betriebsleistung wünschenswert ist18. Das WPT kann die Batterielebensdauer der implantierbaren medizinischen Geräte (IMDs) verlängern und die Schmerzen der Patienten während der Operation lindern8,19. Basierend auf den verschiedenen Anwendungsbedingungen wurden mehrere Studien zu WPTs durchgeführt, beispielsweise zu Mikrowellenstrahlung und Nahfeldkopplung16,17,19. Der Nahfeldkopplungsmechanismus übertrifft die Mikrowellenstrahlung häufig hinsichtlich der Übertragungsreichweite, ist jedoch größer12,18. Ein potenzieller Mechanismus für die miniaturisierten IMDs ist daher WPT-basierte Mikrowellenstrahlung 16, 17. Abbildung 1 zeigt, wie ein WPT von der Kopplung zwischen Sender und Empfänger abhängt. Das WPT-Mikrowellenempfangssegment erfordert eine implantierte Antenne und einen HF-Gleichrichter, um das abgestrahlte HF-Signal zu empfangen und in eine Gleichstromquelle umzuwandeln7. Die regulierten Eigenschaften des Senders haben dazu geführt, dass sich der WPT zu einer potenziellen Lösung für die herkömmlichen Umgebungsquellen zum Laden und Betreiben der Implantate entwickelt hat14,16. Eine Stromquelle und eine Rectenna bilden das WPT-System. Daher werden biomedizinische Implantate aufgrund ihrer verschiedenen Vorteile erheblich von der HF-Energiegewinnung profitieren: drahtlose Energieübertragung, längere Batterielebensdauer, Miniaturisierungsfähigkeiten, verbesserte Zuverlässigkeit, Skalierbarkeit und Umweltverträglichkeit2,18. Diese Vorteile bilden die Grundlage für verbesserte und patientenzentrierte implantierbare medizinische Geräte, die Fortschritte im Gesundheitswesen vorantreiben und die Lebensqualität der Patienten verbessern.

Verschiedene implantierbare medizinische Geräte und ihre physische Lage im menschlichen Körper.

Die meisten kommerziellen WPT-Sender verfügen über voreingestellte Signalintensitäten; Die Rectenna-Seite muss so ausgelegt sein, dass sie möglichst wenig verfügbares Signal effizient erfasst. Um eine Reihe zugänglicher Quellen effizient zu nutzen, ist daher ein effizienter Gleichrichter erforderlich. Die Autoren demonstrieren in20 eine 0,915 GHz mm-große Rectenna für einen Tiefenhirnstimulationsmechanismus. Die von der Quelle abgestrahlte Energie wird über miteinander verbundene Rectenna-Elemente empfangen. Bei einer Eingangsleistung von 30 dBm meldete der Implantat-Harvester einen höchsten Wirkungsgrad von 59,70 %, allerdings auf Kosten einer begrenzten Bandbreite (BW). Die Autoren in21 und22 beschreiben eine relativ kompakte planare Inverted-F (PIFA)-basierte implantierbare Rectenna. Das Strahlungselement wird durch kapazitive Belastung durch die Einführung eines kurzen Stifts in22 und spiralförmiger Patches in21 erreicht. In22 wird eine drahtlose Stromverbindung mit einem implantierbaren Gleichrichter untersucht. Die Ergebnisse zeigen, dass der Ansatz eine höhere Gleichstromleistung auf Kosten einer schmalen Bandbreite und eines hohen \(P_{in}\) erreichte. Die Autoren in23 verwenden einen externen WPT, um einen implantierbaren, batterielosen Herzschrittmacher mit Strom zu versorgen. Das Design realisiert einen Wirkungsgrad bei einer signifikanten Leistung von 12 dBm. Für das WPT Energy Harvesting (EH) in24 wird ein Dualband-HF-Gleichrichter (2,45 und 5,8 GHz) eingesetzt. Das Design nutzt eine HSMS2860-Diode für eine Quelle mit hoher Eingangsleistung. Bei einer Eingangsleistung von 12,0 dBm wird der höchste Wirkungsgrad von 63,0 % und 54,80 % erreicht. Ein Mittelfeldsystem der Klasse F mit 2,32 und 3,48 GHz, bestehend aus einer Einzel-Shunt-Diode, wird von den Autoren in25 demonstriert. Ein implantierbarer gestapelter Dreiband-Einfach-Shunt-Gleichrichter mit radialer Konstruktion wird von den Autoren in26 vorgestellt. Für WPTs, Wake-up- und Sleep-Controller und Datentelemetrie kann nur eine bestimmte Frequenz eingesetzt werden. Die Autoren stellen in27 einen Dreiband-Gleichrichter für Biotelemetrie-Anwendungen im White-Space-Wi-Fi-Band vor. Der Entwurf wurde für die drahtlose Realisierung von 390 mV angewendet und erreichte 48,00 %, 52,00 %, 45,00 % HF-zu-DC-PCE bei -5 dBm. Die Autoren stellen in28 einen Dreiband-Gleichrichter (1,95, 2,70 und 5,80 GHz) über mehrstufige Übertragungsleitungen für WPT und RF Energy Harvesting (RFEH) vor. Die im Design beschriebene große elektrische Größe erhöht die Gesamtgröße der Implantate. Die Studien zeigten, dass die Technik bei einer Eingangsleistung von 0 dBm einen Spitzenwirkungsgrad von 62,2 %, 59,40 % und 48,9 % liefern kann. Die Forscher beschrieben in29 ihre Arbeit bezüglich eines Zweitor-Fünfband-HF-Gleichrichters. Die physikalischen Abmessungen des Gleichrichters wurden mit 75 mm \(\times\) 75 mm gemessen, und die experimentellen Ergebnisse zeigten, dass er bei einer Eingangsleistung von -20 dBm einen durchschnittlichen Leistungsumwandlungswirkungsgrad von 23,2 % erreichte. Die Autoren stellten in den Jahren 30 und 31 einen Quad-Band- und Six-Band-HF-Harvester vor. Dieses System zeigte einen PCE von 15 % bzw. 67 %, wenn es einer Eingangsleistung von -20 bzw. -5 dBm ausgesetzt wurde. Allerdings war die gemeldete Betriebsbandbreite von -10 dB über alle sechs und vierten Betriebsfrequenzen hinweg relativ schmal. Es wurde festgestellt, dass die Verwendung einer einzelnen Doppeldiode die parasitäre Kapazität des Gleichrichters am Diodenübergang erhöht. Gleichzeitig trug das Vorhandensein von konzentrierten Elementen sechster Ordnung MN in den vier und drei Zellzweigen in30 und31 aufgrund parasitärer Effekte zu einer Verringerung des Gesamt-PCE bei. Die Forscher stellten in32 ein Siebenband-Gleichrichterdesign vor, das bei (1,80, 2,10, 2,40, 2,60, 3,50, 4,90 und 5,80 GHz) arbeitet. Der Gleichrichter wurde mit einer SMS7630-Diode implementiert. Diese Arbeit erreichte einen Spitzen-PCE von 64 %, wenn sie einer Eingangsleistung von 4 dBm ausgesetzt wurde. Das Gleichrichterdesign erreichte Spitzen-PCE bei hoher Leistung und einer großen Abmessung. Allerdings ist die Nutzung der verfügbaren HF-Leistung bei Frequenzen von 3,50, 4,90 und 5,80 GHz begrenzt. Außerdem verwenden die meisten Gleichrichter, die zwischen 20 und 25 in der Literatur untersucht wurden, entweder eine einzelne oder eine doppelte Betriebsfrequenz (\(f_{o}\)) mit einem schmalen Band. Abgesehen von den komplizierten Schaltkreisen wird auch eine beträchtliche Leistung erwartet, damit der Schaltkreis in den Implantaten effizient funktioniert. Die große elektrische Größe verringert die Gesamteffizienz der von den Autoren in26,27,28,29,30,31 und32 gezeigten Designs für Anwendungen mit geringer Leistung.

In diesem Artikel wird ein implantierbarer Multiband-HF-Gleichrichter für Mikrowellen-WPT vorgeschlagen, der bei 1,830 und 2,100 GHz und einem breiten Leerraum-ISM-Band (2,380–2,80 GHz) arbeitet. Die Wahl fiel auf das 2,45-GHz-ISM-Band, da es zu den lizenzfreien Bändern gehört. Das vorgeschlagene Design basiert auf einem L-Shunt \(\lambda _{g}\)/8 MN über einen Impedanztransformator (ITx) zwischen den vier Elementarzellen. Die Betriebsfrequenzen des Gleichrichters werden entsprechend systematisch an die vier Zellen angepasst. Das vorgeschlagene Design verbessert die betriebliche Bandbreite und Größe durch die Positionierung des L-Shunts zwischen einem Serieninduktor und einer radialen Shunt-Stichleitung. Dadurch wird die Kapazität am Zweig des Gleichrichters auf ein Minimum reduziert, was die Gesamt-PCE des HF-Gleichrichters verbessert. Daher demonstriert das vorgeschlagene Design eine einzigartige sequentielle Anpassungstechnik, die die Schaltungskomplexität über einen weiten Bereich gewonnener Frequenzen vereinfacht, einen hohen PCE, eine gute \(V_{DC}\)-Fähigkeit, eine kompakte Größe und die Anwendbarkeit zur Stromversorgung biomedizinischer Implantate mit geringem Stromverbrauch bietet Geräte und ist eine vielversprechende Option für die drahtlose Energieübertragung (WPT) als Single-Band-WPT-Systeme.

Die vorgeschlagene Technik wird über die vier Betriebsfrequenzen hinweg mithilfe einer einzigartigen Architektur implementiert, die in Abb. 2 dargestellt ist. Zelle-1, Zelle-2, Zelle-3 und Zelle-4 sind die vier Teile des Designs, die jeweils mit einem L- konfiguriert sind. Shunt MN, eine radiale Stichleitung und eine Serieninduktivität. Der vorgeschlagene MN wird verwendet, um die komplexe Impedanz der Gleichrichtereinheit (RU) durch ITx-Anpassung von TL7 (TL8), TL17 (TL16), TL20 (TL21) und TL32 (TL31) in die Quellenimpedanz umzuwandeln. Drei Sätze von Leitungsverbindungen (TL9–TL10), TL11 und eine radiale Stichleitung der Länge Lr1 über D1 werden verwendet, um den MN in Zelle 1 zu realisieren. Passend zu D2 wurde mit Hilfe von TL13 und dem Lr2-Stub ein MN mit L-Abschnitt (TL14-TL15) in Zelle 2 eingeführt. Zelle-3 besteht aus einem L-Abschnitt (TL25-TL24), TL25 und einem Lr3-Stub für die Anpassung an D3. Die D4-Anpassung hingegen wird mithilfe der L-Abschnitte TL29–TL30, TL28 und der Lr4-Stichleitung erreicht. Beide Abschnitte sind um eine einzelne Reihendiodenkonfiguration (SSr) herum implementiert. Eine geeignete Gleichrichterdiodenauswertung für die Transformation ist einer der wichtigsten Teile bei der Einrichtung des HF-Gleichrichters zum Extrahieren des HF-Signals. Dieses Design basiert auf den HSMS2850-Schottky-Dioden D1, D2, D3 und D4. Es wurde mit der Schaltungslayoutmethode Small-Outline-Transistor (SOT)-323 hergestellt. Im Herstellungsprozess wurde der SOT-323-Ansatz der Schaltungsarchitektur verwendet. Aufgrund ihrer geringen Sperrschichtkapazität von 0,18 pF und der geringen Empfindlichkeit von 150 mV ist die Diode ein potenzielles Gerät für Anwendungen mit geringem Stromverbrauch. Die SSr-Dioden sind im vorgeschlagenen Design mit einer Induktivität und einer radialen Stichleitung gekoppelt, was einen Betrieb mit geringer Leistung über einen breiten Frequenzbereich ermöglicht (Tabelle 1). Die Verwendung der kurzgeschlossenen Stichleitungen ermöglicht einen gleichmäßigeren Gleichstromfluss in den Stromkreis.

EM-Modelllayout des vorgeschlagenen Breitband-HF-Gleichrichters.

Um sicherzustellen, dass das vorgeschlagene Modell optimal funktioniert, wurde eine analytische Studie zur Matching-Leistung durchgeführt. Die optimale Leistung des vorgefertigten HF-Gleichrichters wird dann mithilfe einer Source-Pull-Simulation in einem Advance Design System (ADS) geschätzt. Mit Hilfe der Pre-Design-Analyse kann die geeignete Größe der Last (\(R_{L}\)) und des Kondensators (C) überprüft werden. Die vorgeschlagene Topologie bietet eine bessere Leistung, wenn der Leistungspegel in jeder Zelle zwischen -5 und 2 dBm liegt. Bei einem Eingangsleistungspegel von 0 dBm sind die äquivalenten Impedanzen für Zelle 1, Zelle 2, Zelle 3 und Zelle 4 in Tabelle 2 aufgeführt. Der vorläufige Entwurf zeigt eine Verbesserung bei 330 pF und 5 kΩ \). Jede Zelle ist für einen bestimmten Frequenzbereich ausgelegt: Zelle-1 (\(f_{1}\) = 1,83 GHz), Zelle-2 (\(f_{2}\) = 2,1 GHz), Zelle-3 (\( f_{3}\) = 2,45 GHz), Zelle-4 (\(f_{4}\) = 2,66 GHz). Für den MN ist es wichtig, die Imaginärseite jeder Diode über die Frequenzen \(f_{1}\), \(f_{2}\), \(f_{3}\) und \(f_{ 4}\). Dies hält die Impedanzfehlanpassung von \(Z_{inp}\), \(Z_{inq}\), \(Z_{inr}\) und \(Z_{ins}\) im RU auf etwa 50 \( \Omega\).

Zunächst wird ein mit TL7 verbundener L-Shunt-MN in der Architektur des Impedanzanpassungsnetzwerks (IMN) von Zelle-1 bei \(f_{1}\) modelliert. Die oberen (\(f_{1u}\)) und unteren (\(f_{1l}\)) Frequenzen werden durch die TLs ((TL9-TL10), TL11) in komplex konjugierter Form in Beziehung gesetzt, um den Admittanzen bei zu entsprechen der gemeinsame Knoten. Daher ist \(Z_{9}\) \(|\) \(f_{1l}\) = [\(Z_{9}\) \(^{*}\) \(|\) \(f_{ 1u}\)], \(Z_{11}\) \(|\) \(f_{1l}\) = [\(Z_{11}\) \(^{*}\) \(|\) \(f_{1u}\)], \(Z_{8}\) \(|\) \(f_{1l}\) = [\(Z_{8}\) \(^{*}\) \ (|\) \(f_{1u}\)]. Bei einer bestimmten Betriebsfrequenz sollte die Impedanz in Richtung der Last, wo das HF-Signal durch den DC-Passfilter (DPF) abgeschnitten wird, unendlich sein. Daher ist \(Z_{9}\) \(|\) \(f_{1l}\) = [\(Z_{9}\) \(^{*}\) \(|\) \(f_{ 1u}\)] = 0 Die TL7-Parameter (\(\theta _{7}\) und \(Z_{7}\)) ändern den ungeraden Imaginärteil von \(Z_{7}\) in eine symmetrische Form und Halten Sie den Realteil im Gleichgewicht.

Nehmen Sie an, dass die Werte \(Z_{inp}\) bei \(f_{1l}\) und \(f_{1u}\) bestimmt werden durch: \(Z_{p1}\) \(|\) \(f_ {1l}\) = \(R_{Lp1}\) \(+\) \(X_{Lp1}\) und \(Z_{p1}\) \(|\) \(f_{1u}\) = \(R_{Lp2}\) \(+\) \(X_{Lp2}\). Dann:

wobei \(\theta _{p1}\) die elektrische Länge der Leitung bei \(f_{1l}\) und \(f_{1u}\) bezeichnet. Diese Frequenzen werden durch ein Frequenzverhältnis (e) gesteuert, so dass \(f_{1l}\) \(f_{1u}\). Daher ist \(f_{1u}\) = e \(\times\) \(f_{1l}\). Somit ist \(\theta _{p1}\) \((f_{1u})\) = e \(\times\) \(\theta _{p1}\) \((f_{1l})\) = \(e\theta _{p1}\). Das komplexe Konjugat von \(Z_{inp}\) wird zu \(Z_{inp}\) \(|\) \(f_{1l}\) = {\(Z_{inp}\) \(^{*} \) \(|\) \(f_{1u}\)} durch die TL7-Transformation. Die Admittanz (Y\(_{p1}\)) wird dann mit den abgeleiteten Parametern \(Z_{p1}\) und \(\theta _{p1}\) konjugiert.

d ist eine ganze Zahl, die zur Verbesserung des Designprozesses ausgewählt wurde. Sowohl \(Z_{7}\) als auch \(\theta _{7}\) werden mit den Gleichungen berechnet, um Impedanzen von 56,86 \(\Omega\) und 61,85\(^o\) zu haben. (3 bzw. 4), wenn d = 3. Zuerst sind \(Z_{inp}\), \(Z_{inq}\), \(Z_{inr}\) und \(Z_{ins} \) wurden bei der Berechnung des Pre-Design-Modells in ADS verwendet, um die Werte von ITx (TL7, TL17, TL20 und TL32) zu bestimmen, wie in Tabelle 3 gezeigt. TL7 wird mit der Hinzufügung von an weiter in TL8 segmentiert Induktor (\(L_{q}\)) mit dem ITx gekoppelt. Das Konzept wird zwischen (TL17 und TL16), (TL20 und TL21) und (TL32 und TL31) angewendet. Den beiden Teilen wurden konzentrierte induktive Komponenten hinzugefügt, um das von der RU empfangene HF-Signal mit minimaler TL-Länge und minimalem Verlust zu verstärken. Andererseits weist TL11 bei \(f_{1l}\) und \(f_{1u}\) die konjugierte Verbindung auf, die in TL7 gefunden wird. Dies wird erreicht, wenn TL7 (\(\theta _{11}\)) bei \(f_{1l}\) die Bedingung in Gleichung erfüllt. (5).

Die konjugierte Anpassung zwischen den beiden Frequenzen erzeugt TLIN-Admittanzen. Daher erfordert die Impedanz \(Z_{s}\) am Quellanschluss, dass das reale Element von Y\(_{11}\) über TL7 gleich dem von Y\(_{7}\) ist; Folglich:

wobei \(G_{7}\) für das reelle Element von \(Y_{7}\) steht. Gl. (5 und 6) zeigen, dass für die Frequenzen \(f_{1l}\) und \(f_{1u}\) \(Z_{11}\) und \(\theta _{11}\) 85,25 \ (\Omega\) bzw. 20,62\(^o\).

Die radialen Stichleitungen Lr1 und TL9 gleichen die imaginäre Impedanz von \(Y_{inp}\) aus und halten die reale Impedanz bei \(Y_{in7}\) = \(1/Z_{in7}\). Daher wird der TL9 durch A(\(Z_{9}\), \(\theta _{9}\) bei \(f_{1l}\)) und \(e \theta _{9}(f_) dargestellt. {1l})\). Darüber hinaus wird die gesamte kurzgeschlossene L-Shunt-Stichleitung durch \(Y_{in9}(f_{1l})\) = \(1/jZ_{9} \tan e\theta _{9}(f_{ 1l})\). Es ist wünschenswert, dass die Admittanz von TL9 bei \(f_{1l}\) ungerade symmetrisch ist und umgekehrt zum Imaginärteil von \(Y_{in7}\) variiert. Dadurch wird der Imaginärteil effektiv auf nahezu Null reduziert. Das Laden von TL7 in G + jB und G - jB konjugiert bei \(f_{1l}\) und \(f_{1u}\) und transformiert diese Admittanzen.

Die Admittanz der kurzgeschlossenen L-Shunt-Stichleitung kann dann wie folgt verbessert werden:

Aus Gleichung 7:

Wo:

Die Gleichungen (8 und 9) berechnen \(Z_{9}\) und \(\theta _{9}\) zu 95,12 \(\Omega\) bzw. 67,40\(^o\). Die Auswahl des geeigneten \(Z_{i}\) und \(\theta _{i}\) während des gesamten Entwurfsprozesses trägt dazu bei, unkontrollierte und sinnlose charakteristische Impedanzen zu verhindern.

In ADS werden mehrere Stichleitungen verwendet, die aus MCURVE (Linked Microstrip Curve Bend), auch bekannt als MC, Radial Stichleitungen und Stufenimpedanzleitungen, bestehen, um Herstellungseinschränkungen zu reduzieren und die Designleistung zu verbessern. Der TL9 wird dann über MC4 in den TL10 aufgeteilt. Außerdem ist eine radiale Stichleitung Lr in den Suszeptanzblock TL9 integriert, um das Betriebs-BW des Designs zu verbessern. Der Stub, dessen Lr1 auf 0,6 mm eingestellt und mit einem Biegewinkel von 78\(^o\) optimiert ist, verleiht dem Design einen zusätzlichen Freiheitsgrad.

Ähnlich wie die Parameter von Zelle 1 modelliert wurden, sind Zelle 2 (T17–TL16, TL13, TL8, TL15–TL14 und MC5), Zelle 3 (TL20–TL21, TL25, TL24–25, MC6) und Zelle 4 (TL31-TL232, TL28, TL29-30, MC7) Parameter wurden ebenfalls unter Verwendung der Gleichungen ermittelt. (1 bis 9). Eine Reihe induktiver Anpassungen (\(L_{a}\), \(L_{b}\), \(L_{c}\) und \(L_{d}\)) werden zur Anode der Diode hin eingesetzt zwischen dem ITx, über die vier Zellblöcke hinweg. Die ersten Designs von \(L_{a}\), \(L_{b}\), \(L_{c}\) und \(L_{d}\) wurden mit der idealen Palette in ADS bei 1,5 erstellt , 1,7, 4,5 bzw. 6 nH. Die Induktoren wurden zwischen 0,5 und 10 nH eingestellt, um den Einfluss der Übertragungsleitung auf das Design auszugleichen. Anschließend wurden die vorgeschlagenen Schaltkreise weiter optimiert. Als Ersatz für die Elemente des idealen Induktors wurden relevante muRata-Komponenten aus der ADS-Bibliothek hinzugefügt. Das stromsparende Modell der Serien LQP03TG1N0B02 und LQP03TG5N1H02 mit 0603-Layout wird für eine optimale Induktorleistung im Design verwendet, wie in Abb. 1 dargestellt. Um die Menge an Störungen im Schaltkreis zu reduzieren, wird der Kondensator C als „Shunt“ verwendet. die Diode D4. Die beiden Kondensatorfilter von muRata haben die Modellnummer GCH1555C1H331JE01 aus den 0402-Familien.

Als Grundlage für das Design wurde ein 1,60 mm dickes FR-4-Substrat (Tangentenverlust = 0,02 und Dielektrizitätskonstante = 5,6) verwendet. Der vorgeschlagene implantierbare HF-Gleichrichter verfügt über integrierte TL3, TL4, TL5, TL12, TL26 und TL28, um die Funktionalität der Designarchitektur zu verbessern. Ein 50 \(\Omega\) TL beendet die vier Zellblockkonfigurationen. Anschließend folgt die Optimierung und Feinabstimmung der gesamten HF-Gleichrichtereinheit, wie in Abb. 2 dargestellt. Die Spezifikationen und Eigenschaften des vorgeschlagenen HF-Gleichrichters sind in Tabelle 1 aufgeführt.

Das vorgeschlagene Design ist simuliert und gemessen: (a) Reflexionskoeffizient (\(|S_{11}|\)). (b) RF-zu-DC-PCE gegen die Frequenz bei verschiedenen \(P_{in}\).

Abbildung 3a vergleicht die Ergebnisse des simulierten Reflexionskoeffizienten \(|S_{11}|\) des vorgeschlagenen implantierbaren Gleichrichters mit den gemessenen Ergebnissen im freien Raum und am eingekapselten Hackfleisch. Der simulierte (gemessene) Bruchteilsprozentsatz BW (FBW) von -10 dB über die wichtigsten Betriebsfrequenzen beträgt 4,91 % (5,53 %), 3,83 % (4,34 %) und 11,77 % (11,44 %) für den WiFi-Leerraumbereich. Der vorgeschlagene Multiband-HF-Gleichrichter weist eine gute simulierte (gemessene) Bandbreite auf, die 90 MHz (100 MHz) für 1,83 GHz, 80 MHz (90 MHz) für 2,10 GHz und 300 MHz (290 MHz) für 2,45 GHz beträgt.

Die HF-Eingangsleistung für diese Testkonfiguration wurde mit Hilfe eines 12-GHz-Signalgenerators (APSIN12G) und eines Leistungsverstärkers (ZHL-4240\(^+\)) erzeugt. Der \(V_{DC}\) der Messgeräte wird mit einem Digitalmultimeter (DMM) von Sanwa Technology bestimmt. Die Beziehung zwischen simuliertem (gemessenem) HF-zu-DC-PCE und der Frequenz für 0, -10, -20 und -30 dBm ist in Abb. 3b dargestellt. Der HF-zu-Gleichstrom-PCE des vorgeschlagenen HF-Gleichrichters wird ausgedrückt durch: \(P_{DC}\)/\(P_{in}\). Die \(P_{DC}\)-Gesamtleistung wird aus der \(V_{DC}\) berechnet, die durch die Last \(R_{L}\) fließt. Zunächst gab es eine Abweichung in der Reaktion der PCE-Messungen von der Fertigung des Prototyps. Im Vergleich zu den simulierten PCE-Ergebnissen bei 64,32 %, 74,20 %, 73,00 % und 54,90 % bei vier Betriebsfrequenzen (\(f_{o}\)), 1,83, 2,10, 2,45 und 2,66 GHz und 2 dBm Eingang Leistung erreichte der erste Prototyp Wirkungsgrade von 56,10 %, 65,14 %, 62,21 % und 44,11 %. Dies könnte durch Verluste wie die SMA-Quelle, die Genauigkeit (Toleranz) des Teils, Kabel, Leitungen und TL, die die Elemente des Modells verbinden, beeinflusst werden. Auch die Streuung der TL, die parasitäre Kapazität konzentrierter Elemente und die Phasenverschiebung bei hoher Frequenz können zu Messfehlern führen. Daher verwendet das vorgeschlagene Design Parameterkomponentenmodelle, um den parasitären Effekt bei hohen Frequenzen zu bewältigen. Die ML-Optimierungs- und Impulsmodellierungsmethode von ADS wurde verwendet, um die Probleme mit der SMA-Quelle, Verbindungsleitungen (TL3 – TL33, TL1 – TL2 und TL), Vias und anderen kritischen parasitären Elementen anzugehen. Um diese Einschränkungen zu mildern, wurde die Reaktanz der Kondensatoren aus dem muRata-Elementmodell ermittelt. Die sukzessiven Modellanpassungen führten zur endgültigen Version des Prototyps. Die gemessenen und simulierten Ergebnisse stimmen überein, wie in Abb. 3a dargestellt. Aus Abb. 3b geht hervor, dass über 55 % HF-zu-DC-PCE bei 0 dBm aufgezeichnet wurden und 11 % auch bei -20 dBm zwischen 1,80 und 2,55 GHz beobachtet wurden. Der Wirkungsgrad des vorgeschlagenen Prototyps bei -20 dBm wurde untersucht, um die Bedeutung des Designs bei niedrigen Leistungspegeln zu zeigen. Daher erreichte der Gleichrichter bei den vier Betriebsfrequenzen einen maximalen PCE von 20,60 %, 20,80 %, 16,75 % und 13,10 %. Abbildung 4a zeigt den vorgeschlagenen Gleichrichter \(V_{DC}\) als Funktion der Eingangsleistung. Außerdem zeigt Abb. 4b, wie sich die Leistung eines simulierten und gemessenen HF-Gleichrichters mit der Größe von \(P_{in}\) ändert. Für die vier Betriebsfrequenzen erreichte der vorgeschlagene HF-Gleichrichter einen maximalen simulierten (gemessenen) HF-zu-DC-PCE bei einer Eingangsleistung von 2 dBm bei: 64,32 % (63,60 %), 74,20 % (72,70 %), 73,00 % (72,12). %), 55,00 % (53,60 %). Der Messaufbau des vorgeschlagenen HF-Gleichrichter-Prototyps ist in Abb. 5 dargestellt. Es gibt einen leichten Unterschied zwischen dem, was simuliert wurde, und dem, was gemessen wurde. Dies liegt an der Auswirkung von Bauteiltoleranzen und der Phasenverschiebung auf den verbesserten Prototyp. Eine Zusammenfassung der simulierten und gemessenen Ergebnisse ist in Tabelle 4 aufgeführt.

In dieser Studie verwenden wir einen Spektrumanalysator, um die Stärke des von verschiedenen EM-Quellen in der Testumgebung erfassten HF-Signals abzuschätzen. Der vorgeschlagene HF-Gleichrichter wird einer experimentellen Bewertung unter Verwendung eines Rectenna-Systems unterzogen, das in einer offenen Raumumgebung eingesetzt wird. Die Rectenna erleichtert die Bewertung des HF-Gleichrichters in seiner umgebenden Umgebung. Gleichzeitig dient die Rectenna als wirksames Mittel zur Überwachung der HF-Leistungsstärke durch den Analysator. Die Evaluierung des Rectenna-Systems umfasste die Integration eines HF-Gleichrichters mit einer Breitband-Rundantenne, die für einen effizienten Betrieb im Frequenzbereich von 1,550 bis 3,140 GHz ausgelegt ist. Die Antenne wies einen realisierten Spitzengewinn im Bereich von 1,93 bis 3,20 dB auf. Bei Verwendung in seiner Umgebung erzeugte das Rectenna-System erfolgreich ein \(V_{DC}\) mit einer Stärke von 0,44 V, wie in Abb. 6 dargestellt. Die Ergebnisse zeigen, dass unter Freiraumbedingungen die RF-to -DC PCE erreicht etwa 38,80 %.

Simuliert und gemessen: (a) Ausgangsgleichspannung (\(V_{DC}\)) gegen \(P_{in}\). (b) RF-zu-DC-PCE gegen \(P_{in}\).

Die Messaufbauten des vorgeschlagenen HF-Gleichrichter-Prototyps.

Tabelle 5 zeigt, wie sich der vorgeschlagene HF-Gleichrichter im Vergleich zu neueren Arbeiten schlägt, die in der Literatur untersucht wurden. Während in dieser Studie eine einzigartige L-Shunt-\(\lambda_{g}\)/8 MN-Technik verwendet wird, ist es wichtig zu beachten, dass das vorgeschlagene Design eine verbesserte Betriebs-BW, eine geringere elektrische Länge und eine höhere Leistung bei niedriger Eingangsleistung bietet . Die Autoren von 20, 21 und 22 haben einen Einband-Gleichrichter aufgezeichnet, der ziemlich schmal ist. Das vorgeschlagene Design weist einen guten FBW von 11,44 % im gesamten Leerraum-ISM-Band auf. Ein erhöhter PCE bei einem hohen \(P_{in}\) von 12 dBm wurde von den Autoren in23 gezeigt. Zusammen mit der Darstellung des Autors eines hohen \(P_{in}\) (12 und 5 dBm) in24 bzw. 25 weisen die längeren elektrischen Längen auch einen niedrigen HF-zu-DC-PCE auf. Die Autoren in26,27 und8 demonstrieren einen Multiband-HF-Gleichrichter, der bei niedrigen \(P_{in}\) zwischen -5 und 5 dBm arbeitet, allerdings auf Kosten einer beträchtlichen elektrischen Länge. Bei 2 dBm erreichte unser vorgeschlagenes Design einen HF-zu-DC-PCE von 72,7 %. Ähnlich verhält es sich mit den Arbeiten, über die die Autoren in 29, 30, 31 und 32 berichten. Ein gemeinsamer Ansatz in den berichteten Arbeiten beinhaltet die Implementierung einer dualen Einzeldiode mit einem schmalen Band und einer großen elektrischen Größe. Diese Methode stellt jedoch Herausforderungen dar, wie z. B. komplexe Schaltkreise und einen hohen Eingangsleistungsbedarf, um die effiziente Funktion des Schaltkreises innerhalb von Implantaten sicherzustellen. Diese Designentscheidungen verringern die Gesamteffizienz und begrenzen die Nutzung der verfügbaren HF-Leistung bei bestimmten Frequenzen, wie in29 bei 3,50 GHz und in32 bei 3,50, 4,90 und 5,80 GHz angegeben. Im Vergleich zu den in der einschlägigen Literatur gezeigten Arbeiten weist die vorgeschlagene Methode eine verbesserte Kompaktheit auf und hat eine kürzere elektrische Länge von 0,27\(\lambda _{g}\) \(\times\) 0,29\(\lambda _{g}\ ). Zwischen 1,80 und 2,55 GHz erreichte die vorgeschlagene Topologie über 55 % HF-zu-DC-PCE bei 0 dBm. Für Anwendungen mit geringem Stromverbrauch zeigt diese Arbeit eine verbesserte Leistung von 20,60 %, 20,80 %, 16,75 % bzw. 13,10 % bei -20 dBm für jede der vier Frequenzen.

Die Umgebungsmessaufbauten des vorgeschlagenen HF-Gleichrichter-Prototyps.

Diese Studie untersucht ein einzigartiges HF-Gleichrichterdesign, das einen verbesserten L-Shunt \(\lambda _{g}\)/8 unter Verwendung einer sequentiellen Anpassungstechnik verwendet. Um die Impedanz des vorgeschlagenen SSr-HF-Gleichrichters über die vier Zellen hinweg anzupassen, werden ein Reiheninduktor und eine radiale Stichleitung in einem verteilten MN eingesetzt. Die Technik verbesserte die Bandbreite und Kompaktheit des Designs und demonstrierte ihre Fähigkeit, den Frequenzbereich durch den Einsatz von Mehrbandbetrieb und die Anzeige einer guten Impedanzbandbreite effizient zu nutzen. Der vorgeschlagene Multiband-HF-Gleichrichter-Prototyp realisierte eine simulierte (gemessene) Bandbreite von -10 dB von 90 MHz (100 MHz) für 1,83 GHz, 80 MHz (90 MHz) für 2,10 GHz, 300 MHz (290 MHz) für 2,45 GHz und eine FBW von 4,91 % (5,53 %), 3,83 % (4,34 %) bzw. 11,77 % (11,44 %). Die vorgeschlagene Designarchitektur erzeugte einen Ausgang \(V_{DC}\) von 1,61 V und einen hohen PCE von 72,7 %. Die Messungen des HF-Gleichrichters auf der Leiterplatte betrugen 0,27\(\lambda _{g}\) \(\times\) 0,29\(\lambda _{g}\). Daher hat das vorgeschlagene Design bei sorgfältiger Handhabung praktische Anwendungen in der biomedizinischen Technik und eröffnet Möglichkeiten für die Stromversorgung einer breiten Palette implantierbarer medizinischer Geräte mithilfe gewonnener HF-Energie.

Alle während dieser Studie generierten oder analysierten Daten sind in diesem veröffentlichten Artikel enthalten.

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Diese Forschung wurde von der Vertretung für Forschung und Innovation des Bildungsministeriums in Saudi-Arabien unter der Projektnummer (IFP – 2022-06) finanziert. Die Geldgeber hatten keinen Einfluss auf das Studiendesign, die Datenerhebung und -analyse, die Entscheidung zur Veröffentlichung oder die Erstellung des Manuskripts.

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Suraj Muhammad

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Alle Autoren haben gleichermaßen dazu beigetragen. Alle Autoren haben das Manuskript überprüft.

Korrespondenz mit Mohamed Ibrahim Waly oder Amjad Iqbal.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Muhammad, S., Waly, MI, AlJarallah, NA et al. Ein Multiband-SSr-Dioden-HF-Gleichrichter mit einem verbesserten Frequenzverhältnis für biomedizinische drahtlose Anwendungen. Sci Rep 13, 13246 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-40486-x

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Eingegangen: 16. März 2023

Angenommen: 10. August 2023

Veröffentlicht: 15. August 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-40486-x

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